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In der Elektronik ist der Common-Source -Verstärker eine von drei grundlegenden einstufigen Feldeffekttransistor -Verstärkertopologien (FET-Verstärker), die typischerweise als Spannungs- oder Transkonduktanzverstärker eingesetzt werden . Am einfachsten lässt sich feststellen, ob ein FET in Common-Source-, Common-Drain- oder Common-Gate- Schaltung arbeitet, indem man die Ein- und Ausgänge des Signals betrachtet. Der verbleibende Anschluss wird als „gemeinsamer Anschluss“ bezeichnet. In diesem Beispiel tritt das Signal am Gate ein und verlässt den FET am Drain. Der einzige verbleibende Anschluss ist die Source. Dies ist eine Common-Source-FET-Schaltung. Die analoge Bipolartransistor- Schaltung kann als Transkonduktanzverstärker oder als Spannungsverstärker betrachtet werden (siehe Verstärkerklassifizierung ). Als Transkonduktanzverstärker moduliert die Eingangsspannung den Strom zur Last. Als Spannungsverstärker moduliert die Eingangsspannung den durch den FET fließenden Strom und ändert so die Spannung am Ausgangswiderstand gemäß dem Ohmschen Gesetz . Der Ausgangswiderstand des FET-Bauelements ist jedoch typischerweise weder hoch genug für einen vernünftigen Transkonduktanzverstärker ( idealerweise unendlich ) noch niedrig genug für einen brauchbaren Spannungsverstärker ( idealerweise null ). Wie die untenstehende Formel zeigt, hängt die Spannungsverstärkung vom Lastwiderstand ab, weshalb sie nicht zum Ansteuern von niederohmigen Bauteilen wie beispielsweise einem Lautsprecher (8 Ohm) geeignet ist. Ein weiterer wesentlicher Nachteil ist der begrenzte Hochfrequenzgang des Verstärkers. Daher wird das Ausgangssignal in der Praxis häufig über einen Spannungsfolger ( Drain- oder CD-Stufe) oder einen Stromfolger ( Gate- oder CG-Stufe) geführt, um günstigere Ausgangs- und Frequenzgangeigenschaften zu erzielen. Die Kombination aus Drain- und Gate-Schaltung wird als Kaskodenverstärker bezeichnet .

Bei niedrigen Frequenzen und unter Verwendung eines vereinfachten Hybrid-Pi-Modells (bei dem der Ausgangswiderstand aufgrund der Kanallängenmodulation nicht berücksichtigt wird) lassen sich die folgenden Kleinsignalcharakteristiken des geschlossenen Regelkreises ableiten.

	Definition	Ausdruck
Aktueller Gewinn	${\displaystyle A_{\text{i}}\triangleq {\frac {i_{\text{out}}}{i_{\text{in}}}}\,}$	${\displaystyle \infty \,}$
Spannungsverstärkung	${\displaystyle A_{\text{v}}\triangleq {\frac {v_{\text{out}}}{v_{\text{in}}}}\,}$	${\displaystyle {\begin{matrix}-{\frac {g_{\mathrm {m} }R_{\text{D}}}{1+g_{\mathrm {m} }R_{\text{S}}}}\end{matrix}}\,}$
Eingangsimpedanz	${\displaystyle r_{\text{in}}\triangleq {\frac {v_{\text{in}}}{i_{\text{in}}}}\,}$	${\displaystyle \infty \,}$
Ausgangsimpedanz	${\displaystyle r_{\text{out}}\triangleq {\frac {v_{\text{out}}}{i_{\text{out}}}}}$	${\displaystyle R_{\text{D}}\,}$

Die Bandbreite von Sourceverstärkern ist aufgrund der hohen Kapazität infolge des Miller-Effekts tendenziell gering . Die Gate-Drain-Kapazität wird effektiv mit dem Faktor multipliziert , wodurch die gesamte Eingangskapazität erhöht und die Gesamtbandbreite verringert wird. ${\displaystyle 1+|A_{\text{v}}|\,}$

Abbildung 3 zeigt einen MOSFET-Verstärker in Source-Schaltung mit aktiver Last . Abbildung 4 zeigt die zugehörige Kleinsignalschaltung mit einem Lastwiderstand R_{_L} am Ausgang und einem Thévenin-Treiber mit angelegter Spannung V_{_A} und Serienwiderstand R _{_A} am Eingang. Die Bandbreitenbegrenzung dieser Schaltung resultiert aus der Kopplung der parasitären Transistorkapazität C _{_gd zwischen Gate und Drain mit dem Serienwiderstand} R_{_A} der Source . (Es existieren weitere parasitäre Kapazitäten, die hier jedoch vernachlässigt werden, da sie nur einen geringen Einfluss auf die Bandbreite haben.)

Mithilfe des Miller-Theorems wird die Schaltung aus Abbildung 4 in die Schaltung aus Abbildung 5 transformiert, welche die Miller-Kapazität CM auf der Eingangsseite der Schaltung zeigt _. Die Größe von CM wird bestimmt, indem der Strom in der Eingangsschaltung aus Abbildung 5 durch die Miller-Kapazität, beispielsweise i _{_M ,} gleichgesetzt wird :

${\displaystyle \ i_{\mathrm {M} }=j\omega C_{\mathrm {M} }v_{\mathrm {GS} }=j\omega C_{\mathrm {M} }v_{\mathrm {G} }}$,

zum Strom, der vom Kondensator C _gd in Abbildung 4 vom Eingang aufgenommen wird, nämlich jωC _gd v _GD . Diese beiden Ströme sind gleich, sodass die beiden Schaltungen das gleiche Eingangsverhalten aufweisen, vorausgesetzt, die Miller-Kapazität ist gegeben durch:

${\displaystyle C_{\mathrm {M} }=C_{\mathrm {gd} }{\frac {v_{\mathrm {GD} }}{v_{\mathrm {GS} }}}=C_{\mathrm {gd} }\left(1-{\frac {v_{\mathrm {D} }}{v_{\mathrm {G} }}}\right)}$Die

Im Allgemeinen ist die Frequenzabhängigkeit der Verstärkung v _D / v _G für Frequenzen, die auch nur geringfügig über der Eckfrequenz des Verstärkers liegen, vernachlässigbar, was bedeutet, dass ein niederfrequentes Hybrid-Pi-Modell zur Bestimmung von v _D / v _G genau ist . Diese Auswertung ist Millers Näherung ^{[ 1 ]} und liefert die Schätzung (setzen Sie einfach die Kapazitäten in Abbildung 5 auf Null):

${\displaystyle {\frac {v_{\mathrm {D} }}{v_{\mathrm {G} }}}\ approx -g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })}$,

Die Miller-Kapazität beträgt also

${\displaystyle C_{\mathrm {M} }=C_{\mathrm {gd} }\left(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })\right)}$Die

Die Verstärkung g_{_m} ( r_{_O} || R_{_L} ) ist für große R_{_L}-Werte hoch , sodass selbst eine kleine parasitäre Kapazität C _{_gd} einen großen Einfluss auf den Frequenzgang des Verstärkers haben kann. Um diesem Effekt entgegenzuwirken, werden verschiedene Schaltungstricks eingesetzt. Ein solcher Trick besteht darin, eine Stromfolgerstufe in Common-Gate -Schaltung hinzuzufügen, um eine Kaskodenschaltung zu realisieren . Die Stromfolgerstufe stellt für die Source-Schaltung eine sehr kleine Last dar, nämlich den Eingangswiderstand des Stromfolgers ( R _{_L} ≈ 1/ g _{_m} ≈ V _{_ov} /( 2ID ₎ ; siehe Common Gate ). Ein kleiner R _{_L}-Wert reduziert C _{_m} . ^{[ 2 ]} Der Artikel über den Emitterverstärker diskutiert weitere Lösungsansätze für dieses Problem.

Kehren wir zu Abbildung 5 zurück: Die Gate-Spannung ist über die Spannungsteilung mit dem Eingangssignal wie folgt verknüpft :

${\displaystyle v_{\mathrm {G} }=V_{\mathrm {A} }{\frac {1/(j\omega C_{\mathrm {M} })}{1/(j\omega C_{\mathrm {M} })+R_{\mathrm {A} }}}=V_{\mathrm {A} }{\frac {1}{1+j\omega C_{\mathrm {M} }R_{\mathrm {A} }}}}$Die

Die Bandbreite (auch 3-dB-Frequenz genannt) ist die Frequenz, bei der das Signal auf 1/√2 seines Niederfrequenzwertes abfällt . ( In Dezibel : dB( √2 ) = 3,01 dB). Eine Reduzierung auf 1/ √2 tritt auf, wenn ω _{_CMRA} = 1 gilt . Das Eingangssignal bei diesem Wert von ω (nennen wir diesen Wert beispielsweise ω _{_3dB} ) ist dann v _{_G} = V_{_A /} (1+j). Der Betrag von (1+j) beträgt √2 . Daraus ergibt sich die 3-dB-Frequenz f _{_3dB} = ω _{_3dB} / (2π).

${\displaystyle f_{\mathrm {3dB} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }C_{\mathrm {M} }}}={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }[C_{\mathrm {gd} }(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} })]}}}$Die

Wenn die parasitäre Gate-Source-Kapazität C _{_gs} in die Analyse einbezogen wird, ist sie einfach parallel zu C_{_M} geschaltet , daher

${\displaystyle f_{\mathrm {3dB} }={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }(C_{\mathrm {M} }+C_{\mathrm {gs} })}}={\frac {1}{2\pi R_{\mathrm {A} }[C_{\mathrm {gs} }+C_{\mathrm {gd} }(1+g_{\mathrm {m} }(r_{\mathrm {O} }\parallel R_{\mathrm {L} }))]}}}$Die

Man beachte, dass f_{_3dB} groß wird, wenn der Quellwiderstand R_{_A} klein ist. Daher hat die Miller-Verstärkung der Kapazität bei kleinen R_{_A} -Werten nur geringen Einfluss auf die Bandbreite . Diese Beobachtung legt einen weiteren Schaltungstrick zur Erhöhung der Bandbreite nahe: Man fügt eine Common-Drain -Stufe (Spannungsfolger) zwischen Treiber- und Common-Source-Stufe ein, sodass der Thévenin-Widerstand der kombinierten Treiber- und Spannungsfolgerstufe kleiner ist als der R _{_A} -Wert des ursprünglichen Treibers. ^{[ 3 ]}

Die Untersuchung der Ausgangsseite der Schaltung in Abbildung 2 ermöglicht die Ermittlung der Frequenzabhängigkeit der Verstärkung v _D / v _G und liefert damit eine Überprüfung, ob die Niederfrequenzberechnung der Miller-Kapazität auch für Frequenzen f größer als f _{3 dB} ausreichend ist . (Siehe Artikel über Polaufspaltung, um zu erfahren, wie die Ausgangsseite der Schaltung behandelt wird.)

• Miller-Effekt
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